US9468750B2 Multilayer planar spiral inductor filter for medical therapeutic or diagnostic applications

摘要

• 问题:MRI RF脉冲耦合到植入导线产生感应电流,导致远端电极及组织过热,可能造成组织损伤或设备失效。
• 方案:在导线中串联多层螺旋波滤波器,将第一和第二螺旋电感段同向绕制并共用回程段,使RF电流方向一致,利用层间介电形成的寄生电容产生并联谐振,在MRI RF频率下提供高阻抗。
• 效果:实测滤波器在64 MHz下阻抗>1000 Ω,3-dB带宽≥10 kHz;可设计双谐振同时覆盖64 MHz和128 MHz。
• 形态:31 claims; 可调维度包括线圈匝数、线径、介电材料类型和厚度。

原理与方案

标注:引号内英文 = 专利 raw 原文;[推导] = 由专利参数与电路模型推出的结论,非专利原文;[推断] = 按 RF/工艺常识的判断,专利未述;[待确认] = 专利未给、需另行定夺的输入或判断。

失效机理与谐振阻断

MRI 的 RF 脉冲场把植入导线当作天线兼传输线,场沿导线的切向电场积分在导线两端建立感应电动势,在导线中驱动 RF 感应电流。这股电流有两处落脚发热——沿导线导体的分布 IR 损耗,与远端电极-组织界面的欧姆发热。专利把它表述为”twofold”(“RF field coupling to the lead”与”currents induced between the distal tip and tissue”),但两者同源于 RF 场对导线的耦合,区别只在热沉积于导体还是尖端界面。感应量取决于局部切向电场与导线走向、长度、轨迹,SAR 本身不足以预测某根导线是否过热(“SAR level alone is not a good predictor”)。

谐振阻断机理:解决方案是在导线中串入一个并联谐振的带阻(bandstop)滤波器,调谐到 MRI RF 频率(Larmor 关系 $f_{\text{MHz}}=42.56\times B_0$:1.5 T→63.84 MHz,3.0 T→128 MHz,均为本专利取值)。谐振时两支路无功导纳相抵,并联 L-C 呈现极高阻抗[1](动态电阻 $R_d=X^2/r$;“very high impedance”、“impedes RF current flow”,理想为开路),阻止 RF 感应电流流入远端电极。本专利把它定位为”impeding circuit”,指标是谐振点衰减在 ≥10 kHz 带宽内 ≥10 dB。谐振点设计要呈现的高阻抗具体值:FIG 25 给出 64 MHz 处 >1000 Ω,优选材料可达 5–10 kΩ,专利泄漏分析中取的设计值为 2000 Ω(见「离子泄漏与绝缘」)。带阻对低频治疗/感知信号透明:claim 26 明确在约 10 Hz–1 kHz,电感支路的感抗与其串联电阻放行生物信号,电容支路近似开路。

这一原理为本专利与整个 Stevenson/Greatbatch 带阻族所共享,集总 LC 与自谐振线圈是它的两种工程实现。本专利走自谐振路线,并自承自谐振线圈本身已属现有技术[2];贡献落在如何把这个自谐振线圈做成可控、可批产、可植入的结构(见下)。

带阻只完成”阻”,不耗散能量,系统上须另配”导”。 滤波器把远端做成近似开路,等效于未终结的传输线(“unterminated transmission line”),感应 RF 能量被反射回近端 AIMD;故还需在近端配 “diversion circuit” 把反射能量泄放到 AIMD 外壳的大表面。该耗散不在本专利内解决,而交给引用专利(耗散至外壳[3]、能量转移[4]、impeding 与 diversion 的组合[5]),本专利明说可与上述 diversion 电路组合。专利并提示电感元件自身也会成为二次天线(“its own antenna pick-up mechanism”)。

工程实现:多层同向螺旋结构

多层同向螺旋自谐振:独有点在把 L 与 C 一体化做进一段多层、同向绕制的螺旋导体里,靠层间与匝间寄生电容自谐振,免去密封腔内的分立元件,体积效率与成本均优于分立方案(“volumetrically efficient and relatively much lower in cost”)。

结构是一根连续导体绕出来的(FIG 8–9):导线先绕成第一层螺旋 142,到远端后由 return 连接段 144 折回近端,再绕成套叠在其内、与外层共用同一段长度的第二层螺旋 146。电流因而沿这段长度往返三趟——外层去、144 回、内层去——两层的电流保持同一旋向(FIG 9 的电流箭头)。滤波器本身是串在普通导线中的一小段特制区段,普通导线本就是单层螺旋线圈,这里只是把其中一段改绕成多层同向结构(FIG 12);两端加端帽 152/154 以焊接或压接串入(FIG 11)。

折回是为了让第二层能同向绕:同向使两层磁场同向、互感取正号[6],两段构成串联耦合电感而互感相加[7]:

$L_{\text{tot}}=L_1+L_2+2M,M=k\sqrt{L_1{L}_2}$

两段等值 $L_1=L_2=L_0$ 时 $L_{\text{tot}}=2L_0(1+k)$,理想耦合 $k\to 1$ 给 $L_{\text{tot}}\to 4L_0$ [推导],与专利”increases the inductance by up to a factor of four times”一致;4× 是完美耦合上限,实际 $k<1$ 时不足 4×,专利未给实测 $L$。反例:现有技术相邻匝电流反向[8],互感相消,净电感塌陷。故同向绕制是把一个高电感谐振器塞进植入尺度的手段,专利称之为”major distinguishing feature over the prior art”。

return 段 144 有两重相反的身份。 作为负担:它载反向电流,磁场与主线圈相反,天生抵消一点主电感并引涡流损耗,故须限最少匝数、走直线、且不得穿行于两段之间(“not be extended between”两螺旋段);若盘绕,则应与主段的匝成角(理想 ~90°),使其磁轴与主线圈近乎垂直、互耦趋零。作为旋钮:144 自身有电感与寄生电容,故意盘绕并改其匝数与绕向,即可改变两主段间的相移、引入次谐振——同一副主线圈下,FIG 27 绕法谐振约 152 MHz,把 return 反向绕(FIG 47)则降到约 116 MHz,且”more efficient… higher impedance at resonance”。

寄生电容的工程化:电容来自两处(FIG 10):相邻层 facing planar surfaces 间的 148,与同段相邻匝间的 150。可控性依赖导线截面形状:矩形/方形/D 形截面使层间为平面交叠,有效电容面积(ECA)大且稳定;圆线(FIG 19–20)交叠面积极小,且随绕制微小错位剧烈波动(“vary dramatically”)。电容按 $C=nkA/t$ 调节(n 交叠数、k 介电常数、A 交叠面积、t 介电厚度),介电类型可把 k 从 2 取到 50。谐振频率 $f\approx 1/(2\pi \sqrt{LC})$,但专利明示此式仅近似,更准确的预测须用 FIG 23 的 PSPICE 电路(“the PSPICE circuit of FIG. 23 should be used”)。

调谐旋钮总览:主调谐都在主结构上,return 的绕法只是次要旋钮:

旋钮	调什么
每段匝数	L
绕距 / 间距	L + 匝间电容 150
层间交叠面积 ECA	层间电容 148
介电厚度	C(越薄越大)
介电常数 k(2–50,可分段不同)	C
线截面宽度 / 形状	C(交叠)+ R(Q)
螺旋段(层)数 2/3/n	谐振点个数
沿导线串多只分立滤波器(FIG 42)	多频
return 绕法(直/盘绕、内/外、同/反向)	相移 → 次谐振、频点微调
导体材料 / 长度 / 截面	R → Q 与带宽(不动中心频)

多谐振与实现形态

多谐振:同时覆盖 64/128 MHz 及谐波,靠做多个尺寸不同的 tank 串联实现。 FIG 15–16 把滤波器画成 $f_{r1}$、$f_{r2}$ 两块串联,衰减曲线两峰(约 20 dB)落在 64 MHz(1.5 T)与 128 MHz(3 T),并标 $f_{r1}=1/(2\pi \sqrt{L_1{C}_1})$、$f_{r2}=1/(2\pi \sqrt{L_2{C}_2})$——两套独立的 L、C,各算各的频率。

tank 由相邻层对及其间介电构成:两段(142↔146)给一个谐振;加第三段 160 与第二根 return(FIG 13–14)则再造一个 tank,且两对之间可用不同介电材料。要让某段落在更高频,就把该段的 $L\cdot C$ 做小:$f\propto 1/\sqrt{LC}$,频率翻倍需 $L\cdot C$ 降到 1/4 [推导],手段是该段匝数更少、介电常数更低或更厚、交叠更小。专利文字与此一致(多段共芯 FIG 55):低频段匝多、高频段匝少(“much higher turn count n1… relatively lower turn count n2”);FIG 57 亦称两段各有其 $L_1/C_1$ 与 $L_2/C_2$。沿导线串多只分立滤波器(FIG 40–42)是另一条多频路线。

FIG 26 为 1.5 T 临床扫描仪内 RF 探头实测频谱,显示 64 MHz 主频及其各次谐波(192/256/320 MHz);“harmonics… are largely uncontrolled”,故谐波亦需针对性阻断。

实现形态:

• 分立 bead + end caps(152/154,FIG 11):激光焊或压接(crimp)串入导线;专利偏好压接,因激光焊会烧蚀线上介电膜、且暴露 DFT 复合线的银芯(不完全生物相容)。
• 贴近远端电极:tip + ring 各一只(FIG 5;FIG 32–33);单极(FIG 30–31);主动固定 helix 组件(FIG 46)。
• 神经多电极阵列:paddle/pad 电极,n×m 矩阵,每电极串一只(FIG 34–39),显式覆盖 deep brain、spinal cord、cochlear——与双侧 DBS 皮层导线直接对口。
• Wheeler 平面螺旋(FIG 75–78):薄膜介质上做双层 Wheeler 螺旋,沿 fold line 对折使两层上下电容耦合、电流同向;FIG 76 的等效电路即 C∥L bandstop。它仍是串在导线某点的离散带阻元件,并不铺满导线全长;做成平面是为了用光刻/丝网/溅射批量制造(“silk-screened, sputtered or electrically deposited as a thin-film”,整片晶圆切割,FIG 91),几何由光刻决定 → 电容值可复现、公差小、单价低;要塞进导线的圆管形态,再把柔性薄膜卷成柱状(FIG 85–86)。授权的独立权利要求 1、28、30、31 全部围绕这一折叠平面 Wheeler 版;说明书主体虽以螺旋线圈为主,权利要求核心却是平面版,同向电流(claim 1 要件 h)是所有形态的共同要件。

离子泄漏与工程取舍

离子泄漏与绝缘(本专利最着力的工程约束):谐振高阻抗只在滤波器两端彼此电绝缘时成立;一旦体液在两端间形成并联通路,高阻被旁路,方案失效。FIG 43–44:未整体绝缘时,周围离子体液在滤波器外侧从近端端帽 152 搭到电极侧端帽 154——与滤波器接同一对节点,故在电路上与之并联($Z_L$ 与 $Z_F$ 并成 $Z_{\text{TOT}}$);inventors 实测该泄漏路径低至约 80 Ω,则 2000 Ω∥80 Ω = 76.82 Ω(专利值;[推导]并联复算 $\approx$ 76.9 Ω),小阻主导使谐振阻抗塌约 26×,“a catastrophic reduction”,RF 改走体液旁路直奔电极。FIG 45:把导线整体绝缘 158’ 连续覆盖滤波器全长,消除泄漏,恢复全 2000 Ω。因此绝缘须与导线本体绝缘连续、覆盖滤波器全长;主动固定 helix 版还需 translatable seal 194 与 O-ring 196 阻体液侵入端间电路(FIG 46)。专利区分两种体液:植入初期的离子体液(导电、危险),与长期经 osmotic 渗入、已被去离子的体液(高频不导、相对无害)。

代价与工程取舍:

• Q / 带宽 vs 频移容差:Q 与 3-dB 带宽由导线电阻 R1/R2 定(FIG 23);低电阻 → 高 Q → 窄带 → 更易被个体导线路径/组织环境导致的植入后频移错开。专利要求 3-dB 带宽 ≥ 10 kHz(claim 26 更要 ≥ 100 kHz)以覆盖容差;导线电阻同时决定谐振点自热。
• 平面导线的代价:矩形/D 形截面换来大而稳的 ECA,但代价专利未述——更硬、难紧绕、易压裂介电镀层、成本高于圆线,且薄介电配大交叠面积会抬高层间击穿风险(与离子泄漏同属”高阻被旁路”类失效),棱角处还有边缘电流集中 [推断]。
• 尺寸 / 落地:bead 要塞进 1–9 French 导线;矩形线截面 0.0005–0.025 in;平面 Wheeler 可卷柱便于经静脉。相对分立密封件的”体积效率”是主要卖点,但多电极神经导线里”每电极一只”的体积与散热仍是落地关键。另一条硬约束是滤波器必须做成中空(“hollow center portion… for… guidewire insertion”):导线的中心管腔要留给导丝/通条,实心件会堵死管腔、使导线无法按常规植入[9]。
• 系统性:远端近开路 → 反射能量回近端,须配近端 diversion 耗散;bandstop 单独不构成完整热安全方案。

效果与证据

全篇只有阻抗/频域证据与环境频谱,无任何温升或热学实测;阻断有效性靠”呈现高阻抗”间接论证。各层测试条件不同,数据不可互比,分列如下。

• ① 频域(台架 / 建模):FIG 24 为 20 匝 2 层同轴滤波器的频率响应,谐振峰 144 MHz,给出阻抗的实部/虚部/模;同 sheet 的 FIG 25 则把设计调到 64 MHz,阻抗 > 1000 Ω(优选材料”up to 5 to 10 kilohms”)。二者是不同 prototype/设计、频点不同,不可互比;FIG 24 是否实测未明示,FIG 25”modified to show”更偏设计/建模值。
• ② prototype 谐振频移:按 FIG 27 绕法的 prototype 谐振约 152 MHz,改为 return 反向绕(FIG 47)后降到约 116 MHz——专利报告的 prototype 数据,佐证 return 绕向/相移对谐振频率的实质影响。
• ③ 泄漏实测:inventors 测得体液并联路径约 80 Ω,是全篇唯一明确标注”measured”的电学实测。
• ④ 环境实测:FIG 26 是 1.5 T MRI 内实测 RF 频谱,刻画危害环境(主频 + 谐波),非滤波器性能。

严谨性缺口:

• 无热学验证:无温升、无 phantom/ASTM 热测、无体内/动物/临床数据。“prevent overheating”是由高阻抗推断的必要条件,未闭合到温度结果;引用的 74 °C/30 s 是 Konings 等[10]的实测,非本专利数据。
• 谐振器数值全空:电感 L、电容 C、互感 M 一个具体数都没给;只给 $f=1/(2\pi \sqrt{LC})$ 与”定频率 → 选 L 或 C → 解另一个 → 用 FIG 23 的 P-Spice 校准”的方法,FIG 23 画了 M 却无值。对比 US9999764B2[11] 的 Table 1 直接给出 L=50 nH、C≈124 pF——本篇是结构/方法专利,落到具体频点的完整绕制参数(匝数/绕距/介电厚度)亦未给。
• 4× 电感为 $k=1$ 理想上限,未给实测耦合系数或实测电感。
• Q / 带宽与植入后频移的匹配只有定性陈述与带宽下限要求,无频移幅度或容差的实测。

关联

• Google Patents:https://patents.google.com/patent/US9468750B2/en
• 危害:rf-heating

1. parallel-lc-resonance——并联谐振/带阻阻断的通用原理(概念卡)。
2. US7363090B2_Greatbatch · Halperin H.R., et al. Band stop filter employing a capacitor and an inductor tank circuit to enhance MRI compatibility of active implantable medical devices. US 7,363,090 B2 (Greatbatch Ltd.), 2008. https://patents.google.com/patent/US7363090B2/en
3. Stevenson R.A., et al. Frequency selective passive component networks for active implantable medical devices utilizing an energy dissipating surface. US 2010/0217262 A1 (Greatbatch Ltd.), 2010. https://patents.google.com/patent/US20100217262A1/en
4. Johnson R.S., et al. Tuned energy balanced system for minimizing heating and/or to provide EMI protection of implanted leads in a high power electromagnetic field environment. US 2010/0160997 A1 (Greatbatch Ltd.), 2010. https://patents.google.com/patent/US20100160997A1/en
5. US7751903B2_Greatbatch · Stevenson R.A., et al. Frequency selective passive component networks for implantable leads of active implantable medical devices utilizing an energy dissipating surface. US 7,751,903 B2 (Greatbatch Ltd.), 2010. https://patents.google.com/patent/US7751903B2/en
6. winding-sense-magnetic-field——绕向决定磁场方向(概念卡)。
7. mutual-inductance-coupled-coils——串联耦合电感 $L_1+L_2\pm 2M$ 与点规则(概念卡)。
8. Bottomley P.A., et al. MRI and RF compatible leads and related methods of operating and fabricating leads. US 2008/0243218 A1 (Surgi-Vision, Inc.), 2008. https://patents.google.com/patent/US20080243218A1/en
9. lead-lumen-guidewire-stylet——中心管腔与导丝/通条(概念卡)。
10. Konings M.K., Bartels L.W., Smits H.F., Bakker C.J. Heating around intravascular guidewires by resonating RF waves. Journal of Magnetic Resonance Imaging 12(1):79–85, 2000. DOI: 10.1002/1522-2586(200007)12:1<79::AID-JMRI9>3.0.CO;2-T. https://pubmed.ncbi.nlm.nih.gov/10931567/
11. US9999764B2_Medtronic——集总/分立 LC tank 带阻实现,库内深读卡。

附录 · 批注(annotations)

深读问答中细节性较强、不宜占正文的若干条,原样保留于此。

1. return 段 144 为什么既是负担又是旋钮?有哪些形态?

答: 负担:两层必须同向绕才能让 L 相加,故必须有一根把线折回起点的 144;它载反向电流,磁场与主线圈相反,天生抵消一点主电感并引涡流损耗,所以要走直线、限最少匝、盘绕时与主段成 ~90°。旋钮:144 自身有电感与寄生电容,故意盘绕、改匝数与绕向,可改两层电流的相移并造出第二谐振。同一根线,两个相反意图。

形态	图
直线 · 内部	FIG 8(“directed through the inside of both”)
直线 · 外部	FIG 9
盘绕 · 外部	FIG 27–29
盘绕 · 内部	正文 “interiorly”
盘绕 · 反方向	FIG 47–48(阻抗更高、更高效)
盘绕 · 密绕多匝	FIG 50–52

注:141 = 电气连接点(“electrical connections 141”),不是 return;144 才是 return。

2. 盘绕 return 与主段成 ~90° 是跟谁成角?为什么?

答: 是盘绕 return 的匝相对主螺旋段(142/146)的匝成角。目的是把 return 与主线圈的磁耦合(磁通交链)压到最小:两线圈磁轴垂直时磁通互不穿越、M→0,则 return 的反向电流既不抵消主电感、也不激涡流;耦合 ∝ cos(磁轴夹角),90° 时 → 0。原文 “disposed at an angle to the first and second helically wound segments … ideally close to 90 degrees”,且不可为 nπ。

现实做不到严格 90°:return 必须跨过整段线圈长度、天然有轴向延伸,只能用大绕距的 return 斜跨紧绕的主线圈去逼近。直线 return 无此角度问题。

3. 一根 return 怎么造出第二个谐振?FIG.23 看不出,能算吗?

答: FIG.23 是单谐振简化版——把 144 当作近乎无感的直连接线,网络塌成一个 tank,故图里看不到第二谐振。盘绕后 144 长出 L_ret,其匝对邻近绕组(及自匝间)的寄生电容 C_ret 与之接同一对节点 → 即 L_ret ∥ C_ret,串在主路里的第二个 tank → 第二个带阻点。通用规则:N 个独立 L-C tank → 最多 N 个谐振。

• 计算:写双 tank 耦合网络的总导纳 Y(ω),令 Im(Y)=0 → 关于 ω² 的二次多项式,两个正根即 f1、f2;弱耦合近似 f1≈1/(2π√(L_main·C_main))、f2≈1/(2π√(L_ret·C_ret))。专利无元件值 → 只能算结构;它自己让用 FIG.23 的 P-Spice 解。
• 专利把 return 的交叠寄生电容折进了 148(“the parasitic capacitance of the return wires as it overlaps the inner windings”),未单列 C_ret;真实 C_ret 是分布的、耦合到主绕组不同电位点,“干净并联在 L_ret 两端”只是集总近似。
• 实证:同一副主线圈,FIG.27 绕法 → ~152 MHz;FIG.47 反向绕 → ~116 MHz(搬 ~36 MHz)。

4. 矩形/平面导线利于做电容极板,有何代价?

答: 好处是平面交叠给大而稳的 ECA → 大而可控的 C(圆线则 “vary dramatically”,FIG 19–20);代价专利未明列,以下 [推断] / [待验证]:①矩形线更硬、难紧绕、易压裂镀层、成本高;②薄介电 + 大面积 → 层间击穿/短路风险(同”离子泄漏”类失效);③棱角边缘电流集中 → 局部 Rac 与发热。“表面积大→发热大”方向反了:滤波自热主来自 I²R 的 Q 倍环流,更大周长反而降趋肤电阻、利散热。

5. 等效电路 FIG.23 怎么读?两类寄生电容位置?负载 R 指 IPG 还是远端?

答: V(感应源)→ 串联的 R1+L1(外层 142)与 R2+L2(内层 146),中点由 144 相连,L1/L2 间正互感 M;寄生电容两类——148 跨整个 L1+L2 = 层间电容,两只 150 各并一段 = 匝间电容;右端 R 是下游一切的集总,不是特指某一端。

• 电容编号:“capacitance 148 … between … 142 and … 146”(层间)、“parasitic capacitance 150 … between adjacent turns”(FIG 10 同号)。
• 负载 R:“would actually be a complex impedance based on the impedance of the lead system, body tissues and the input impedance of the active medical device”——即剩余导线 + 组织 + AMD 输入阻抗三者合一。

6. 专利给了哪些具体数值参数?

答: 电感 L、电容 C、互感 M 一个具体数都没给——只给 f=1/(2π√(LC)) 与”定频率→选 L 或 C→解另一个→用 FIG.23 P-Spice 校准”;FIG.23 画了 M 但无值。(对比 764B2 Table 1 直接给 L=50 nH、C≈124 pF;本篇是结构/方法专利,谐振器数值为空。)给出的参数:

类别	值	出处
L / C / 互感 M	均无具体数值	—
目标谐振频率	64 MHz(1.5T)、128 MHz(3T);谐波 192/256/320 MHz	FIG.16 / FIG.26
原型谐振(报告值)	20 匝 2 层同轴→144 MHz;FIG.27 绕法→~152 MHz;FIG.47 反向 return→~116 MHz	FIG.24 / FIG.47
谐振阻抗	64 MHz 处 >1000 Ω;优选材料 5–10 kΩ	FIG.25
衰减 / 带宽	≥10 dB;3-dB 带宽 ≥10 kHz(优选 ≥100 kHz 或 ~MHz);claim 26 ≥100 kHz	正文 / claim 26
电感增益	同向绕最多 ~4×	正文
导体截面	矩形/方:宽 0.0005–0.025 in、高 0.0005–0.025 in;圆:直径 0.0010–0.025 in	FIG.24 段
导线口径	心脏 2–9 French(7 Fr≈0.090 in)、神经 ~0.052 in;滤波器”1 French 及以上”皆可	FIG.24 段
介电常数 k	2–50(聚合物 2–4;钽/钛氧化物 ~40)	正文
导体材料	MP35N、SS 316LVN、钽、镍钛诺、DFT(银/金/铂芯+MP35N/SS 壳)	FIG.24 段
介电材料	聚酰亚胺、LCP、PTFE、PEEK、ETFE、PFA、FEP、parylene、钽氧化物…	正文
return 绕制	最少匝数;盘绕与主段成角,理想 ~90°,任意 >0 但 ≠ nπ	正文
离子泄漏	体液并联 ~80 Ω;滤波器 2000 Ω;并联后 76.82 Ω	FIG.43–44