AIMD · MRI-Compat KB

US9042999B2 Low loss band pass filter for RF distance telemetry pin antennas of active implantable medical devices

US9042999B2 Low loss band pass filter for RF distance telemetry pin antennas of active implantable medical devices

摘要

  • 问题:RF distance telemetry pin 必须伸出钛壳才能收发高频信号，常规宽带 feedthrough capacitor 会连同目标遥测信号一起衰减；不滤波的 pin 又为外部 EMI 及 MRI RF 脉冲提供入壳路径。植入导线受 MRI 激励时还会形成多个电流回路，在远端电极—组织界面沉积热。
  • 方案:专利给出两种拓扑。对地型把 L∥C tank 接在 telemetry pin 与壳体地之间，调到 402 MHz 等遥测频率，使目标频率不被旁路、带外信号被分流；串联型把同类 tank 作为二端元件串入 telemetry pin 或植入导线，调到 64 MHz、128 MHz 等 MRI RF 频率，以谐振高阻阻断该频率电流。
  • 效果:对地型预期在遥测频率保持低插损并衰减邻近 EMI；串联型预期阻断 MRI RF 电流进入 AIMD，置于远端时还可减少流经电极与组织的电流。
  • 形态:11 项权利要求；实现包括 feedthrough capacitor 上的印刷螺旋电感、嵌入式单片 capacitor-inductor tank、分立 MLCC 与 chip inductor，以及紧邻气密馈通、串在 telemetry pin 上的 tank。

原理与方案

标注:引号内英文 = 专利 raw 原文；[推导] = 由专利参数与电路模型推出的结论，非专利原文；[推断] = 按 RF/工艺常识的判断，专利未述；[待确认] = 专利未给、需另行定夺的输入或判断。

失效机理

钛壳对高频电场形成有效屏蔽，RF distance telemetry 因而需要壳外 pin 116。该 pin 穿过气密 terminal assembly 106 后连接壳内接收电路；header wiring 与 pin 116 可直接拾取高频 EMI，进入壳内后再经电容、互感或天线作用耦合到 sensing circuits。宽带 feedthrough capacitor 120 可把普通 lead wires 104a–104d 上的高频信号分流到 ferrule 108 与 housing 102，却不能直接用于 telemetry pin 116，因为目标遥测信号的允许损耗仅约 1–3 dB。

MRI RF 对长植入导线的耦合形成另一条失效路径：导线不同位置可形成相互区分的感应回路，远端回路的电流经 distal tip 流入组织并产生阻性热，靠近 AIMD 的回路则可把 RF 电流送入壳内电子学。专利指出同一场强与 SAR 条件下仍可出现不同导线温升，故“SAR level alone is not a good predictor”。本件的大部分结构针对 telemetry pin 的入壳 EMI；rf-heating 关联来自把 tank 延伸到植入导线任意位置或 distal tip 的实施方式。

并联谐振与两种系统拓扑

L 与 C 并联时，谐振频率 ；两支路无功导纳相消，二端阻抗达到峰值，实际峰值由元件损耗限制[1]。同一个 L∥C tank 的系统功能取决于接法：

  • 对地型 band pass（FIG. 10、FIG. 18–21）：tank 148 接在 pin 116 与 ground 150 之间。低频时电感支路近似短路，高频时 feedthrough capacitor 支路近似短路，带外 EMI 被分流到 housing 102；在目标遥测频率，tank 对地呈开路，信号沿 pin 116 进入接收电路。这里的“pass”来自谐振点不再被对地支路抽走。
  • 串联型 band stop（FIG. 69–74）：L∥C 作为二端元件串在 pin 116 的连续通路中（“placed in series with the telemetry pin”）。谐振点的高阻直接落在主电流路径上，阻断选定 MRI RF；低于谐振点时信号经电感支路通过，高于谐振点时经电容支路通过，其响应限于谐振点附近。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 71 — L∥C tank 148 串入 telemetry pin 116，电感与电容的损耗分别由串联电阻表示。

串联型采用高 Q 电感并提高电容 ESR，以降低总 Q、拓宽 stopband。若把两支路损耗近似合并为 ，小损耗条件下谐振动态电阻约为 [1] [推导]；提高电容 ESR 会增宽带宽，同时降低峰值阻抗与阻断深度 [推导]。对地遥测型追求高 Q、窄通带和低插损，两种接法须分别选取损耗。

工程实现

MRI 串联型优选置于 terminal assembly 106 的 inboard side，tank 148 紧邻 telemetry pin 116 的气密穿壳处（FIG. 69–71）。FIG. 71 将电感寄生电容视为可忽略，将小型或 coaxial capacitor 的 ESL 视为可忽略，专利称其为“a very good approximation model”；该模型保留电感电阻与 capacitor ESR，用于解释带宽和插损。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 69 — tank 148 位于气密 terminal assembly 106 的器件侧，并串在 telemetry pin 116 上。

对地型把既有 feedthrough capacitor 120 延伸到 pin 116：印刷螺旋电感 180 跨接 pin 116 与 ground metallization 122，active electrode area 182 与 ground plates 124 的交叠形成并联电容（FIG. 22–27）。电容可由交叠面积与层数调节；电感可印在 substrate 184 两面并联，双面时总电感与 DC 电阻各约减半，堆叠 层时电阻按 降低（FIG. 34）。电感也可嵌入 capacitor 形成单片 tank（FIG. 35–37），或用 MLCC 与 chip inductor 分立连接（FIG. 47–49）。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 22 — feedthrough capacitor 120 延伸至 telemetry pin 116，表面螺旋电感 180 与内部电容共同构成对地 tank。

设计以约 100–4000 pF 的可封装电容范围为起点，按目标频率反求可实现的电感；若尺寸、损耗、电流或耐压不满足，再交换 L-first/C-first 迭代（FIG. 16）。厚膜与薄膜结构可采用 LTCC、HTCC 或预烧结 ceramic substrate；铁氧体材料可提高单位体积电感，但会增加 MRI image artifact。制造后可对电容或电感 laser trim，并按 X7R 约 2%/decade（时间每增加 10 倍）的电容老化预置谐振点，使其在器件寿命内留在允许带宽。

人体植入导线实施方式要求结构小型、近同轴，以兼容 guidewire insertion 或皮下 tunneling。专利允许 tank 置于导线任意位置，并指出 distal tip 处的 tank 可阻止电流流经 tip 与组织；多回路可能需要多只 tank。对双侧多触点神经刺激导线，[推断] 每根可能承载 RF 电流的导体均需明确其阻断件与回流路径，滤波器数量、横截面和弯曲疲劳会成为落地约束。

取舍、保护范围与行业位置

  • 遥测损耗 vs 选择性：对地型要求 402–406 MHz 目标信号损耗约不超过 1–3 dB，高 Q 可缩窄 3-dB bandwidth，却使元件容差与老化造成的频移更难容纳。
  • MRI 带宽 vs 阻断深度：串联型以降低总 Q 换取较宽 stopband。若单一连续 stopband 同时覆盖 64 MHz 与 128 MHz，[推导] 至少需 64 MHz 带宽，按 96 MHz 中心计 fractional bandwidth 约 67%；claims 8–9 另设不同中心频率的第二只 tank，可把双频覆盖拆成两个谐振点，但增加体积与公差项。
  • 电感效率 vs MR 成像：低电阻、大截面或多层并联可提高电感 Q；高磁导芯材缩小体积，却带来 image artifact。
  • 稳健性 vs 可调性：无源 tank 可承受使有源滤波器过载并进入非线性的强 EMI；laser trimming 与 varactor 可补偿制造偏差或漂移，后者需要 DC bias 与控制接口。

并联 LC 的谐振高阻属于通用电路原理，本专利也以 radio receiver tank 说明其既有性；贡献集中于 telemetry feedthrough 的集成、损耗配置及 MRI 串联接法。同受让人的 US9468750B2 把自谐振滤波段串在植入导线并给出谐振阻抗证据[2]；Medtronic 的 US9999764B2 进一步用分布耦合模型与温升实验区分近端保护电子学、远端保护电极—组织界面[3]。本件的授权独立权利要求 1、9 则落在 hermetic feedthrough、pin-to-ground capacitor 与并联 inductor 的组合，claims 8–9 增加不同中心频率的第二只 tank。

效果与证据

证据由理论频响、频段极限模型与设计边界组成，三类条件不同。

  • ① 理论归一化频响（FIG. 17）：横轴约 0–3 GHz，示例谐振频率为 402 MHz；curve 174 是理想 L∥C 的理论曲线，curve 176、178 用较低 Q 定性表示通带变宽与目标频率损耗上升。图中 3-dB 点 a、b 用于定义 bandwidth。
  • ② 对地遥测模型（FIG. 18–21）：以开关等效低频、谐振点与高频三个极限。低频经电感对地分流，谐振点 tank 对地开路，高频经 coaxial feedthrough capacitor 对地分流；比较对象仅为拓扑极限。
  • ③ 串联 MRI 模型（FIG. 71–74）：FIG. 71 保留电感电阻与 capacitor ESR；FIG. 72–74 仍以开关表示频段极限。谐振点两支路等效开路，专利据此主张阻断 MRI 脉冲沿 pin 116 入壳。
  • ④ 设计与权利要求边界：正文给出约 100–4000 pF 的起始电容范围、402 MHz 遥测与 64/128 MHz MRI 目标频率；claims 8–10 要求“3-dB bandwidth in the megahertz range”，claim 11 要求该带宽包含 pulsed MRI signals。

严谨性缺口：

  • 无器件性能实测：未给 prototype 的 S 参数、插损、谐振阻抗、3-dB bandwidth 或衰减深度；FIG. 17 明示为理论/归一化曲线，不能作为实际滤波器性能。
  • 无热学验证：未给 phantom、SAR、温升、组织电流、动物或临床数据；“置于 distal tip 可减少组织电流”未闭合到温度终点。
  • MRI 模型缺少系统负载：FIG. 71–74 未纳入 MRI 场耦合源、lead/tissue impedance、沿线分布电容与 tank 位置效应；“电感寄生电容可忽略、capacitor ESL 可忽略”的近似没有元件值或频率扫描支撑。
  • 单 tank 双频覆盖未定量：64–128 MHz 的宽 stopband 需要降低 Q，但峰值阻抗随损耗增加而下降；专利未给可同时满足阻断深度与带宽的 L、C、ESR 组合。
  • 权利要求与 MRI 阻断拓扑存在张力：claims 1、9 的 L 与 C 均接在 telemetry pin—housing 两节点之间，属于对地型 tank；claim 11 又令其 3-dB bandwidth 包含 MRI pulses。说明书中阻断 MRI 沿 pin 传播的机理则要求 tank 串在 pin 连续通路中（FIG. 69–74），raw 未解释对地型高阻如何实现同一阻断效果。
  • DBS 适用性停留在设备枚举：专利列出 brain stimulator、spinal cord stimulator 等对象，却未给多触点导线的每导体部署、可植入尺寸、弯曲寿命或双侧路径条件。

关联

  1. parallel-lc-resonance——并联谐振的峰值阻抗、损耗限制、Q 与带宽（概念卡）。
  2. US9468750B2_Greatbatch——同受让人的导线内自谐振带阻结构及阻抗证据。
  3. US9999764B2_Medtronic——跨厂商的导线谐振阻断、位置效应与温升证据。