US8239041B2 Multilayer helical wave filter for medical therapeutic or diagnostic applications

摘要

• 问题：MRI RF 场沿植入导线的切向电场积分产生 EMF；RF 电流可在导体分布损耗，亦可由远端 tip、ring 或 pad 电极注入组织并在界面致热。
• 方案：将由连续导体绕成的双层或多层 helical wave filter 串入导线。两主螺旋段同向绕制，层间与匝间介质形成寄生电容，使合成电感与电容在目标 RF 频率并联谐振。
• 效果：专利给出 64 MHz 时阻抗超过 1 kΩ、材料与介质优化时可达 5–10 kΩ 的设计曲线；体液并联旁路约 80 Ω 可把 2 kΩ 谐振阻抗降至 76.82 Ω，连续绝缘因而是功能前提。
• 形态：滤波器可置于导线任意位置，优选靠近远端电极；覆盖同轴内外层、共轴并排层、三层多谐振、每电极一只的神经电极阵列，以及带端帽和连续绝缘套的中空串联段。

原理与方案

标注：引号内英文 = 专利 raw 原文；[推导] = 由专利参数与电路模型推出的结论，非专利原文；[推断] = 按 RF/工艺常识的判断，专利未述；[待确认] = 专利未给、需另行定夺的输入或判断。

失效机理

MRI RF 场耦合到细长导线时，局部切向电场及其沿导线积分决定感应 EMF；导线长度、走线和植入位置都会改变感应量。RF 电流的热沉积一部分来自导线 IR 损耗，另一部分落在远端电极—组织界面。专利亦指出同一场强、同一 SAR 下的导线致热可有很大差异，故 SAR 不能单独预测某根导线的温升。

远端串联滤波器把该位置做成高阻抗，限制电流流入电极侧；但由此形成的近似开路会把感应能量反射向 AIMD 侧。专利把后者交由近端 diversion circuit 耗散，未在本件给出该系统级耗散结构或测试。[待确认] 单独使用本件滤波器时，近端反射能量的落点及其热后果未被本件闭合。

谐振阻断机理

第一螺旋段 142 经 return 段 144 接到第二螺旋段 146；两主段共轴且同向绕制，面对面的平面导体与相邻匝分别形成电容 148 和 150。专利将其等效为并联 L-C bandstop，在谐振点给出“very high impedance”。并联谐振时 L、C 支路的无功导纳相消，串在电极前的该段呈高阻抗，从而限制 RF 电流继续流向组织[1]。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 8 — 导体 140 形成第一螺旋段 142、return 段 144 与内层第二螺旋段 146 的等轴结构。

同向电流是本件与其所述反向相邻匝先有技术的区分；专利称之为“major distinguishing feature over the prior art”，并主张合成电感相对单层最高可增至四倍。按串联耦合线圈模型，$L_{\mathrm{tot}}=L_1+L_2+2M$；等值线圈且 $k\to 1$ 时才有 $L_{\mathrm{tot}}\to 4L_0$ [推导]，故四倍是理想耦合上限，不是本件实测电感[2]。return 段载反向电流，必须完全走在两主段共同的内侧或外侧，不能夹在两层之间；若盘绕，应以最少匝数并与主段成角，以减小反向电流的涡流和互耦。

工程实现与取舍

FIG. 10 中 148 是内外层面对面平面间电容，150 是各层相邻匝间电容；导体截面采用矩形或方形以增大且稳定面对面有效面积。圆线的重叠面积小，且会随绕制错位显著变动。介质的介电常数可选 2–50，厚度、重叠面积、匝数和 pitch 共同改变 $L$、$C$；$f\approx 1/(2\pi \sqrt{LC})$ 仅作初算，专利要求更准确频点采用 FIG. 23 的简化 P-Spice 模型。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 23 — 简化集总 P-Spice 图：142 对应 $L_1,R_1$，146 对应 $L_2,R_2$，实际参数沿滤波器长度分布。

该模型将分布的 L、C、R 集总化，负载 $R$ 也只用来代替导线、组织和 AIMD 输入阻抗的复阻抗；它能说明调谐变量和 Q/3-dB 带宽的关系，不能据此给出植入后导线—组织系统的定量温升。专利未给出 $L$、$C$、$M$、耦合系数或完整绕制尺寸，因此 64 MHz、128 MHz 的可制造参数不能从本件复现。[待确认] return 段盘绕后“decreases its inductance and increases its capacitance”的方向与通常单独增加导线长度的直觉不完全一致；本件未给元件值或曲线，无法拆分其几何与分布耦合贡献。

双频可由第三螺旋段 160 与第二条 return 段形成相邻的第二个谐振段，也可由不同 pitch、分段介质，或沿导线串联多个独立滤波器实现。FIG. 15 与 FIG. 16 将两个谐振点设为 64 MHz 和 128 MHz；FIG. 26 的 1.5 T 机内 RF probe 谱还列出 192 MHz、256 MHz、320 MHz 谐波。该谱刻画扫描环境，并非滤波器插损或温升证据。

滤波器必须由与导线绝缘连续的外套覆盖两端帽 152、154 之间的全长。未绝缘时，离子体液将滤波器两端并接；图示例以 2 kΩ 滤波器和发明人测得约 80 Ω 旁路计算，得到 76.82 Ω。$2000\Omega \parallel 80\Omega \approx 76.9\Omega$ [推导]，与原文数值一致；故此处失效不是谐振点移动，而是高阻被低阻并联路径旁路。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 44 — 2 kΩ wave filter 与约 80 Ω 体液漏电路径并联，合成阻抗标为 76.82 Ω。

结构上，滤波器可配端帽串入 tip 或 ring 导体；FIG. 30 还要求中心保持中空以容纳 guidewire，避免阻断常规导丝/通条植入路径[3]。FIG. 34–39 把多个独立滤波器分别串到神经 lead 的多个 ring 或 pad 电极，因而适用于 DBS、SCS、cochlear 等多电极形态。专利把同向绕制与寄生电容自谐振视作其结构方案；库内后续 Greatbatch 平面螺旋滤波器亦沿用同一带阻思路[4]，但同公司后续卡不足以证明该方案在行业中的普遍性。

效果与证据

• 频率响应图，测试方法未述：FIG. 24 报告 20 匝、两层同轴结构在 144 MHz 的谐振峰，并画出阻抗实部、虚部和模值；raw 未说明该曲线是实测还是仿真。FIG. 25 是将 148、150 修改到 64 MHz 的曲线，报告谐振处阻抗超过 1 kΩ、优化材料与介质可达 5–10 kΩ。两图结构或调谐条件不同，且均无样品尺寸、加载介质或仪器记录，不能作为可互比的性能数据。
• 双频衰减图，测量条件仅为建议：FIG. 16 给出 64 MHz 与 128 MHz 两个谐振峰，衰减均超过 10 dB。专利说明 3-dB 带宽优选至少 10 kHz，并称衰减“would be”在平衡 50 Ω 系统以 spectrum 或 network analyzer 测量；该措辞没有证明图中曲线已经按该条件实测。权利要求 70、73–76 另出现 10-dB 带宽至少 100 kHz 或 0.5 MHz，但后两项权利要求 OCR 严重残缺。
• 体液旁路，唯一明确的电学实测：FIG. 43 将发明人测得的体液并联路径写为约 80 Ω；FIG. 44 给出与 2 kΩ 并联后 76.82 Ω。体液成分、两端距离、频率及电极几何均未交代，故该值只支持“旁路可主导阻抗”的定性风险，不足以外推至不同 lead。
• MRI 环境谱：FIG. 26 为置于 1.5 T 临床 MRI 内的 RF probe spectrum analyzer scan，文本列出 64 MHz 主频和至 320 MHz 的若干谐波；它不含装有滤波器的 lead、组织负载或温度终点。

严谨性缺口：本件没有 phantom、组织、动物或临床温升数据，也没有 ASTM/ISO MR 条件；高阻抗到降低电极—组织温升之间只是一条未闭合的推导链。$L$、$C$、$M$、耦合系数、导线轨迹、组织负载与绝缘老化均未量化；FIG. 23 的集总模型无法替代分布式 lead—人体耦合模型。专利引用 Konings 等的 30 s、最高 74 °C 温升是背景中的二手转述，非本件装置的验证。

关联

• Google Patents:https://patents.google.com/patent/US8239041B2/en
• 危害:rf-heating

1. parallel-lc-resonance——并联 L-C 谐振在谐振点呈高阻抗的通用机理。
2. mutual-inductance-coupled-coils——同向串联耦合线圈的互感符号与 $L_1+L_2+2M$ 关系。
3. lead-lumen-guidewire-stylet——植入导线中心管腔与 guidewire/通条植入路径的关系。
4. US9468750B2_Greatbatch——Greatbatch 后续平面螺旋带阻实现的库内对照。