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US9744352B2 Electronic module with electromagnetic interference protection

US9744352B2 Electronic module with electromagnetic interference protection

摘要

  • 问题:MRI 的 RF 与梯度场可经连接导线向植入电子学注入过量电流和过压；余量进入 ASIC 的供电域后，会损坏元件或扰乱正常工作。
  • 方案:在 ASIC 各供电域的 supply line 上设置阈值触发的 on-chip clamp，并以前端馈通电容、DC blocking capacitor 与 ESD diode 分担或阻断部分干扰。
  • 效果:专利将 clamp 定义为在阈值以上吸收 MRI 感应能量、使供电域保持在 Safe Operating Area (SOA) 内。
  • 形态:两模块 DBS 系统中，第二模块 111 的 electronic module 500 含 ASIC 600、5-pin connector 510 与 40-pin connector 520；授权权项共 35 项。

原理与方案

标注:引号内英文 = 专利 raw 原文;[推导] = 由专利参数与电路模型推出的结论,非专利原文;[推断] = 按 RF/工艺常识的判断,专利未述;[待确认] = 专利未给、需另行定夺的输入或判断。

失效机理

MRI 的 RF 与梯度场在连接至模块的导线中感生电流和电压；本篇把进入第二模块 111 的 RF 耦合等效为 connector 510 侧的 current sources 720 与 lead 300 侧的 current source 736。EMI capacitors C1–C4、C12 可把一部分电流导向外壳，但残余电流仍可进入 ASIC 600 的供电域；RF 感应电流经片上整流后抬升 supply rail 电压，形成过压和过流应力(FIG. 7)。[推导] 该等效模型以入壳电流源为边界，分析重点落在其后的供电域应力与耗散路径。

RF burst 的持续时间被说明书写为微秒至毫秒，且电流可能达到或超过 1 A，因而不同于纳秒至数十纳秒的 ESD 脉冲（“MRI induced RF current bursts”）。梯度场的风险则被表述为 supply domain 的过压，须限制其最高电压。

耗散机理

clamp 接在 supply line 与 system ground 之间，或接在电位不同的两条 supply line 之间。电压或电流超过预设阈值时，clamp 形成并联耗散通路，把残余能量从受保护的 supply rail 移走；权项 1 将不同供电域配置为不同 clamp stage，权项 6 把第一类限定为 shunt regulator。对高压域，FIG. 8 的 transistor 883 在阈值条件满足后形成很低阻的分流负载；原文称其为 “high (shunt) load”。对低压域，OTA 901 将分压后的 supply voltage 与 bandgap circuit 902 的参考电压比较，超阈值后驱动 transistor 905 导通(FIG. 9)。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 7 — ASIC 600 中馈通电容、DC blocking、ESD diode 与各供电域 clamp 的次序和连接。

工程实现

FIG. 7 的入壳次序为 signal line、housing connector、对地 EMI capacitor、DC blocking capacitor、bond pad、ESD diode、supply line 与 clamp stage。clamp 800 对应低压域 VDD；clamp 811、812 对应高压域并分别接至 ground。高压 clamp 811 由 MOSFET 880、881、882、883，resistors 870、871、872 和 Zener diode 890 构成；PD 信号控制 transistor 882，current mirror 再驱动 transistor 883(FIG. 8)。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 8 — 高压域 clamp 811 的 MOSFET current-mirror 与 shunt transistor 电路。

低压 clamp 800 的 OTA 901、bandgap circuit 902、resistors 903/904 与 transistor 905 构成受参考电压控制的 shunt regulator(FIG. 9)。ESD protection diode 与 clamp 并联，且 normal operation 时 diode 为 reverse-biased；专利以此避免大 clamp 结构直接加载 bond pad。模块还可由 conductive housing 与 feedthrough capacitor 构成小型 Faraday cage，先在入壳处将部分 EMI 电流导回 housing。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 9 — 低压域 clamp 800 的 OTA 比较、bandgap reference 与 transistor 分流支路。

取舍

normal operation 时 clamp 关闭，避免其低 on-resistance 使 supply rail 负载过大、耗尽电源或妨碍 stimulation/recording；MRI Safe Mode 中多数 ASIC block 关闭，clamp 开启。exit key 才允许 ASIC 退出 Safe Mode，防止 MRI 感生信号使其自行启动(FIG. 11)。高压钳位、低压钳位和前端滤波位于同一残余能量路径的不同工程位置，共用阈值分流这一物理原理。

效果与证据

  • ① 脉冲负荷的说明书陈述:专利称 MRI RF burst 可持续微秒至毫秒，电流可能达到或超过 1 A；证据级别为用于区分 MRI clamp 与 ESD circuitry 耐受时程的设计陈述。
  • ② 系统级电路示意:FIG. 7 以 40 个电极连接为例，说明单根电极线的 current source 736 在该构型下可代表总量的四十分之一；证据级别为电路图中的比例说明。
  • ③ 阈值控制与模式逻辑:FIG. 8、FIG. 9 给出两类 clamp 的电路，FIG. 11 给出 Off Mode、MRI Safe Mode、Initialization Phase 与 Idle Mode 的转移；权项 17–18 限定 safe mode 与 exit key。证据级别为设计和功能性描述。

严谨性缺口

  • 无 MRI scan 条件、线圈/导线路径、RF 或 gradient waveform、供电域阈值、clamp on-resistance、结温或可耗散能量，不能把微秒至毫秒和超过 1 A 的说明转作器件额定性能。
  • 无 SPICE、FEM、全波或台架结果，FIG. 7 的 current-source 等效未验证连接线耦合与片上整流后的电压、电流分配。[待确认] 对多电极 DBS 导线，实际总注入电流是否遵从图中 40 倍的线性放大，取决于各导线的相位、阻抗和外场分布。
  • 无 MRI 中功能连续性、误刺激、telemetry、图像干扰或长期可靠性测试；本篇只能构成电子学过压保护的机理层证据，不能证明 MR-conditional 验证层通过。
  • 未与其他 clamp、TVS 或 feedthrough-filter 专利作可比测试；本篇对行业普遍性没有直接证据。

关联