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US9251960B2 Dual stage EMI filter and offset highly efficient multi-polar active capacitor electrodes for an active implantable medical device

US9251960B2 Dual stage EMI filter and offset highly efficient multi-polar active capacitor electrodes for an active implantable medical device

摘要

  • 问题:植入导线拾取的 EMI 沿端子引脚穿过气密馈通进入 AIMD 屏蔽壳,扰乱或损坏壳内电子电路;若把滤波挪到壳内电路板上,该处的低阻抗反把干扰拉进壳内,再由内部 leadwire 向敏感电路再辐射。
  • 方案:把电容的有源与接地极板直接埋进气密封接用的 alumina 绝缘子(k<10),让气密钎焊同时充当极板到引脚与到 ferrule 的电气连接;低 k 造成的容量缺口由每引脚独占一层的 high-ECA offset 极板与更薄更多的介质层补回,剩余的低频衰减交给壳内并接的 MLCC。
  • 效果:未给任何实测。集成馈通电容容量 10–400 pF(前案分立馈通电容 390–2500 pF),ECA 增益按发明人计算 “as much as 40% gain in ECA”,介质效率损失从 200:1 收到 “closer to 50 or 70 to 1”;双级复合衰减曲线见 FIG. 53,专利未在正文给出该图的坐标数值。
  • 形态:85 claims;可调维度为极板层数、有无 ferrule、是否设内接地 pin、每层放一枚还是两枚共面有源极板、次级电容置于 ferrule 上还是电路板/flex cable 上。

原理与方案

标注:引号内英文 = 专利 raw 原文;[推导] = 由专利参数与电路模型推出的结论,非专利原文;[推断] = 按 RF/工艺常识的判断,专利未述;[待确认] = 专利未给、需另行定夺的输入或判断。

失效机理

植入导线 “act as an antenna”,拾取环境电磁信号;专利把 MRI 中导线感应电流的后果分成两项——组织受热损伤,以及 “disrupt or damage the sensitive electronics within the implantable medical device”,后者即 rf-malfunction 路径。

AIMD 壳体 112 为钛或不锈钢,接缝逐条激光焊死,高频下 “both reflects and absorbs incident electromagnetic waves”,构成一个没有开口的等电位屏蔽[1]。引脚穿过气密端子 110 的通孔是这个屏蔽上仅有的贯穿路径,导线拾取的高频能量因而沿引脚直接进到壳内。

第二条路径来自滤波位置。FIG. 2 画的是把馈通电容 114 拆掉、滤波元件 120 装到内部电路板 118 上的做法,专利判为 “This illustrates a mistake”:电路板处的低阻抗 “tends to pull an undesirable EMI signal” 进入壳内,内部 leadwire 116 随后 “reradiate as EMI re-radiation” 并交叉耦合到敏感电路,专利称既往已显示这类再辐射能 “cause AIMD internal electronic circuit malfunction”。由此定下位置约束:高频能量须在导线导体拾取处即被截住,“before it can enter the shielded housing”;滤波元件放在 “at, near or within the hermetic terminal”。电路板上的滤波并非不许有,而只能 “in cooperation with a feedthrough filter capacitor”。

发射体不限于 MRI:专利列出手机、微波炉、RFID interrogators 与 “human body communication networks”,并指出其中许多频率在 GHz 量级,故对滤波器的频带上界提出要求。

分流机理

物理层只有一条:在引脚与壳体之间并联电容,容抗 随频率下降,高频电流被引到壳体而不进入器件侧[2]。能量进入壳体后 “circulates as eddy currents”,专利记为数毫瓦量级的耗散与可忽略的壳温上升[3]。同一结构还兼一项非电路作用:内部接地极板 124 与屏蔽壳连成一体,“physically blocks direct entry of high frequency RF energy” 穿过引脚通孔。

真实电容的频带上界由串联电感决定。两端 MLCC 的内部电感使其存在自谐振点,在该点 “acts as a L-C trap filter”,衰减超过理想电容而不趋于无穷,原因是 “due to internal resistive losses”;越过自谐振点后容性通路转为感性,衰减回落[4]。三端同轴馈通结构把接地回路取在外周金属化上,专利称其 “does not exhibit any series self-resonance”,高频段因而不塌。

容量代价与两级补偿

材料强度对容量的挤压:把极板埋进气密绝缘子,该绝缘子须同时承担两类载荷:激光焊 128 使 ferrule 受热膨胀而拉离绝缘子,钎焊升温给张应力、冷却给压应力;以及植入后引脚上的拉、压、弯力。专利给出的材料规律是 “the lower the dielectric constant” 则 “the physically stronger the material becomes”。alumina 的介电常数 “a dielectric constant around 6”,且 “structurally strong and biocompatible with body fluids”;钛酸钡类高 k 介质的 k 超过 2000、专利另处记到 5000,但 “not biocompatible with body fluids”。

前案 US 6,008,980 已试过用高 k 介质做埋极板的气密绝缘子。专利记述受让人为此投入数年与逾百万美元,“micro cracks that would always be formed” 或毁掉气密、或在相邻极板间造成短路,项目最终放弃,结论是高 k 陶瓷 “not strong enough and are therefore not suitable” 于 AIMD 气密端子。

代价直接落在容量上。按 FIG. 26 的电容式, 与介电常数 、ECA 及有效极板对数成正比,与介质厚度成反比; 从 2000 以上降到 10 以下,同尺寸下的容量随之塌。前案分立馈通电容取 “390 and 2500 picofarads”,本篇的集成结构落在 “10 to 400 picofarads”。同门另一件专利也走低 k 加多极板,但那里的低 k(≤200)是为把高频 ESR 压到 0.1 Ω 以下以承受 MRI 感应功率而主动选的[5];本篇的低 k 由气密绝缘子的强度要求强加。

补回容量的两个旋钮:第一个是极板平面的分配方式。前案多极馈通把 N 路有源极板画在同一平面上,彼此以 margin 148 隔开,余下 “wasted area” 162 不参与交叠(FIG. 6、FIG. 28、FIG. 32)。本篇让每路引脚独占一层,该层的有源极板可铺满整个截面,只为其余引脚留出 “pin diameter clearance” 的小 margin 164(FIG. 29、FIG. 33)。“Calculations by the inventors have shown” 该做法可得 “as much as 40% gain in ECA”,增益随极数上升。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 29 —— 本篇圆形四极结构中一枚 high-ECA offset 有源极板的剖视,与同一 sheet 上前案 FIG. 28 的四枚共面扇形极板加 margin 画法对照。

第二个是介质厚度与层数。低 k alumina 的击穿强度 “over 1000 volts per mil”,介质层可做到千分之一英寸以下[6];厚度 减小与层数 增加同时抬高容量,同一封装高度内可叠更多层。FIG. 24 进一步把每枚有源极板夹在两枚接地极板之间,使其上下两面各出一个 ECA 面;FIG. 25 的五层叠层按 FIG. 26 计得四个有效面。两个旋钮合计后,专利称介质效率损失不是 200:1 而是 “closer to 50 or 70 to 1”。

仍然不够。专利把 “390 to 4000 picofarad range” 记为多年对微波炉、手机、RFID 等发射体测试演化出的容量档,而本篇结构最多给到 400 pF。

双级滤波:FIG. 44 是低容量馈通电容的衰减-频率曲线,专利判为 “not adequate in and of itself”;FIG. 48 是 MLCC 的衰减-频率曲线,专利正文给出的唯一数值是 “attenuation at 1000 MHz is less than 30 dB”。专利把这一对短板称作 “This leads to a conundrum”,解法是在壳内并接一只或多只 MLCC 170,介质用钛酸钡(claims 11–13 把次级介电常数分成 >10、>100、>1000 三档)。分工按自谐振差别定:馈通电容守高频,MLCC 补低频。

MLCC 的位置被放宽为三种:经 bracket 184 接壳体 web plate(FIG. 23C)、直接贴 ferrule(FIG. 49–50)、或 “disposed at any distance inside of the AIMD” 包括 flex cable 与远端电路板(FIG. 52)。放宽的理由是频率相关的——“Re-radiation of EMI is not too big of a concern”,因为低频波长长,间距 180 短到成不了 “an effective re-radiating antenna”;FIG. 2 否定的只是把高频滤波整体移到电路板。

FIG. 53 给复合曲线,专利注明它是 “the addition of the two other curves”,并称由此在 “across a very broad frequency range” 上取得足够衰减。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 53 —— 馈通电容(虚线)、MLCC(圆点)与二者复合(实线)的衰减-频率曲线。

[推导] 两条衰减曲线相加只在两级之间存在串联阻抗时才近似成立。FIG. 50 的剖面显示两只电容 “electrically in parallel”,FIG. 51 的原理图把馈通电容 160 与 MLCC 170 画在同一对节点上;此形态下总旁路阻抗为二者并联,任一频点由阻抗较低者主导,复合衰减接近两条曲线的包络而非其和。FIG. 52 把 MLCC 移到间距 180 之外后,那段 leadwire 的自感可充当级间串联元件,两级衰减才具备近似叠加的条件。专利对这两种形态给的是同一条 FIG. 53 曲线。

工程实现

气密与电气连接由同一道界面承担。claim 1 的第一、第二 hermetic seal 在 “electrically connecting the first active electrode plate” 到对应引脚的同时把引脚封在通道内,第三道 hermetic seal 把接地极板在绝缘子外表面接到 ferrule。alumina 不能直接接受金钎焊,故先溅射 adhesion layer 156(niobium 或 aluminum)、再溅射 wetting layer 158(钛),然后流 gold braze 134/138。

【关键图占位｜库主定稿时补】FIG. 19 —— 双极集成结构的剖面:ferrule 122 经激光焊 128 接壳体 112,两枚 high-ECA offset 有源极板 152/154 夹一枚接地极板 124 埋在 alumina 绝缘子内,不再另设独立的气密绝缘子 136。

孔口的 counterbore 134 在生坯态钻出(“Machining the green ceramic is quite easy”),兼两个用途:给 gold pre-form 定位并约束其流动;为溅射开窗,使 “the sputter deposition beam to reach” 孔内壁更深,底面另设可选的小 counterbore 159。ferrule 本身可以省掉(FIG. 23、FIG. 23A、FIG. 23B):绝缘子直接金钎焊到壳体上机加或深冲出的台阶 139,理由是 “the ferrule is a very expensive titanium machine structure” 且占体积与重量。gold braze 外覆医用硅胶 182,因为体液中引脚与壳体之间存在起搏脉冲电位,金可 “electro-migrate and redeposit” 到远处而削弱气密,该覆层同时 “prevents debris or foreign materials” 进入。

同门后来的馈通把气密与低阻通路改由共烧填充通孔承担,滤波元件仍挂在器件侧,对 alumina 与钛酸钡的取舍论证与本篇一致[7]。

接地侧有两处约束。其一,接地必须落在无氧化物表面上——“Titanium oxides are excellent insulators”,故接点取在金钎焊或金焊盘上。其二,接地板自身的电感在高频抬高接地阻抗:FIG. 43 的八极结构把接地板同时接到中心 pin 与两端,专利给的理由是 “inductance built up in a ground plate” 会降低远离接地点的引脚的滤波效率[8],多点接地取自前案 US 6,765,779。内接地版本(FIG. 35、FIG. 38、FIG. 38A)在 ferrule 上加 web plate 并引出接地 pin 117,给电路板提供接地点,也可在体液侧作电极回流点。

两侧生物相容带来一项装配自由度:alumina 与金钎焊、钛 ferrule 均可接触体液,组件因而可 “reversibly installed within the active implantable medical device”;F 形不对称 ferrule 让主体偏向体液侧(如置于 header block)或器件侧,“an inventory filter can be used in various ways”。

取舍

  • 强度换容量:k<10 换来可直接钎焊、能承受激光焊与引脚载荷的绝缘子,代价是容量比前案低约一个数量级,必须由第二级补上。
  • ECA 效率换层数与高度:每层一枚有源极板效率最高,但四极即需最少九层(“the minimum number of electrode plates is nine”,FIG. 30);改为每层两枚共面有源极板(FIG. 41–42、FIG. 43)后有 “a Small loss of ECA efficiency”,换来 “reduces the number of electrode plate layers by a factor of almost two” 与丝网印刷简化。
  • 双级换器件侧空间:MLCC、bracket 184 与其焊接点占用壳内体积与布线位置。
  • 与 DBS 的关系:专利显式把 deep brain stimulators 列入适用器械。ECA 增益随极数上升,正对双侧皮层刺激这类高极数端子;但每极独占一层的堆叠高度同样随极数上升 [推断]。
  • 作用位置的边界:本方案作用在导线进入壳体处,治的是壳内电路受扰;导线远端电极-组织界面的致热不在其作用点上,那一路由导线上的并联 L-C bandstop 在 Larmor 频率呈高阻来阻断[9]。另一处边界是必须保留通带的馈通:telemetry 馈通刻意不装宽带馈通电容,否则 402–405 MHz 通信信号会被一并旁路到壳体[10]。

效果与证据

  • ① 容量与几何,设计计算:ECA 增益 “as much as 40% gain in ECA”,归于 “Calculations by the inventors”,octapolar 约 40%;集成结构容量 “10 to 400 picofarads”,前案分立馈通 “390 and 2500 picofarads”;介质效率损失 “closer to 50 or 70 to 1”;介质厚度可至千分之一英寸以下,击穿强度 “over 1000 volts per mil”;四极最少九层极板。
  • ② 衰减-频率曲线,来源未标:FIG. 44(低容量馈通电容)、FIG. 48(MLCC)、FIG. 53(复合)。正文转录的唯一数值是 MLCC 的 “attenuation at 1000 MHz is less than 30 dB”;三图均未说明是实测、仿真还是示意,坐标标定未在正文出现。
  • ③ 受让人经验陈述:US 6,008,980 的高 k 气密绝缘子项目历经 “Several years and over a million dollars” 后因微裂纹放弃,该专利 “never became commercially viable”;前案 “390 to 4000 picofarad range” 由多年对发射体的测试演化而来。两项均为叙述性回顾,无实验记录。
  • ④ 权利要求的功能性限定:绝缘子 k<10、材质 alumina(claims 8–9);次级电容介电常数 >10 / >100 / >1000、钛酸钡、MLCC 形态(claims 11–15);三道气密封接由 adhesive layer、wetting layer 与 braze 构成(claim 20)。属结构与参数限定,非验证结果。

严谨性缺口:

  • 全篇无温升、无 EMC 抗扰试验、无插入损耗或衰减的数值报告。“across a very broad frequency range” 的结论只由 FIG. 53 一条未标定曲线支撑,无法从本篇核定。
  • 电容量、ESR、ESL 与自谐振频率均无具体值;“does not exhibit any series self-resonance” 是定性陈述,未给该结论成立的频率上限。
  • FIG. 53 把两条曲线相加,而 FIG. 51 把两只电容画成同节点并联;两种形态(直接贴装与相距 180)未分别建模,叠加条件未讨论。
  • 双级方案的容量分配未给:馈通侧 10–400 pF 与 MLCC 侧各取多少才落进 “390 to 4000 picofarad range”,MLCC 的自谐振点落在何处,均未述。
  • 高频与低频的分界频率未给,间距 180 的长度上限亦未给,故 “Re-radiation of EMI is not too big of a concern” 缺少可核的适用区间。
  • “as much as 40% gain in ECA” 无计算过程、无几何参数、无实测电容对比。
  • alumina 绝缘子在高层数、极薄介质(千分之一英寸以下)条件下仍能承受激光焊与引脚机械载荷,只有 “the physically stronger the material becomes” 一句定性论证,无强度、气密或热冲击试验数据。
  • 器械覆盖列到 DBS、SCS、cochlear 与药泵,结构实例全部取自心脏起搏器形态,未给神经刺激器多极端子的尺寸或层数算例。

关联

  1. electromagnetic-shielding——导电壳体对入射电磁场的反射与吸收衰减,以及贯穿开口对屏蔽完整性的破坏(概念卡)。
  2. feedthrough-capacitor——馈通电容以随频率下降的容抗把高频 EMI 旁路到 AIMD 外壳(概念卡)。
  3. eddy-current-heating——时变磁通在导电壳体内驱动闭合涡流并以焦耳热耗散(概念卡)。
  4. capacitor-self-resonance——等效串联电感与电容构成串联谐振,自谐振点以上电容支路转为感性、旁路能力回落(概念卡)。
  5. US8855768B1_Greatbatch——同门低 k 多极板馈通电容,以降低高频 ESR 承受 MRI 感应功率,库内卡。
  6. dielectric-breakdown-strength——介质单位厚度可承受的电场上限,决定介质层能做多薄(概念卡)。
  7. US10881867B2_Greatbatch——同门馈通,以共烧填充通孔实现气密与低阻通路,滤波元件挂器件侧,库内卡。
  8. ground-plane-inductance——接地板的自感在高频抬高接地阻抗,使远离接地点的通路滤波效率下降(概念卡)。
  9. US9468750B2_Greatbatch——导线上的并联 L-C bandstop 在 Larmor 频率呈高阻、阻断感应电流,库内深读卡。
  10. US20120109261A1_Medtronic——telemetry 馈通因需保留 402–405 MHz 通带而不能用宽带馈通电容,改以四分之一波长开路 stub 作 notch,库内卡。